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關(guān)鍵詞：數(shù)字接收機； I/Q支路不平衡；時域補償
由于其便于集成、低功耗和低成本的特點，零中頻接收機在各種數(shù)字通信系統(tǒng)中被廣泛采用。零中頻接收機在模擬域采用正交混頻，直接將射頻信號變換到基帶。然而，在采用正交混頻的接收機中(無論是零中頻還是超外差)，通常不可避免地存在著I/Q支路幅度和相位不平衡的問題，由此造成接收系統(tǒng)的性能惡化。此外，為了在有限的帶寬內(nèi)實現(xiàn)高速傳輸，高階電平調(diào)制的正交頻分復(fù)用(MQAM-OFDM)傳輸技術(shù)被廣泛采用。對于這類系統(tǒng)，甚至輕微的I/Q支路幅度和相位不平衡就能嚴(yán)重惡化MQAM-OFDM系統(tǒng)的解調(diào)性能，并同時影響接收機的同步和信道估計質(zhì)量。所以，研究對接收機I/Q支路不平衡進行有效補償?shù)姆椒�，對于提高�?shù)字接收機的系統(tǒng)性能具有重要的意義。
對于l/Q不平衡的數(shù)字補償，已有不少方法。主要為兩類，一類是基于訓(xùn)練的補償方法，如文提出一種采用頻域訓(xùn)練序列的自適應(yīng)均衡器，用于補償DVB—T系統(tǒng)中的I/Q支路不平衡，然而在頻率選擇性衰落信道下，為了獲得均衡器的系數(shù)，需要大量的訓(xùn)練序列；文利用WLAN系統(tǒng)中的同步碼，在時域?qū)/Q不平衡參數(shù)進行估計和補償，但它只能應(yīng)用于特定的系統(tǒng)中；另一類是盲補償方法，如文采用盲信號分離技術(shù)，無需已知發(fā)送數(shù)據(jù)，但是復(fù)雜度高；文則提出了一種基于正交頻分復(fù)用(OFDM)頻域未知數(shù)據(jù)的補償方案。
本文基于QAM調(diào)制的時域未知數(shù)據(jù)在I/Q支路的功率與正交關(guān)系，直接在時域?qū)/Q支路不平衡進行估計和補償，可應(yīng)用于多種制式的單載波和OFDM系統(tǒng)。以一個4K子載波的OFDM系統(tǒng)為例進行了仿真，在AWGN和頻率選擇性衰落信道下分析了該方法的性能。
l 信號模型
射頻接收機的目的是將處于一定頻段的射頻信號變換到正交的基帶信號。考慮I/Q支路不平衡的接收機模型如圖1所示，
圖中LPF代表低通濾波器，ADC代表模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中所有處理單元均為一致的，而將幅度不平衡集中表示為g，相位不平衡為φ。且不失一般性，將幅度和相位不平衡均表達在Q路。
若r(t)為射頻信號，圖1代表零中頻接收機；若r(t)為中頻信號，圖1則代表超外差接收機。下面以零中頻接收機為例進行分析。
進入正交混頻器前的射頻信號表示為
其中：X(t)=XI(t)+jXQ(t)為r(t)的復(fù)包絡(luò)，ωc表示載波頻率，h(t)為多徑信道的低通等效沖激響應(yīng)，n(t)足Gauss白噪聲。若u(t)為離散反Fourier變換(IDFT)之后的時域基帶信號，圖1代表OFDM接收機；若u(t)為QAM映射后的信號，圖1則代表單載波接收機。下面以多載波OFDM系統(tǒng)為例來討論。
對于OFDM系統(tǒng)，分析數(shù)據(jù)的頻域關(guān)系是有用的。對式(5)做離散Fourier變換(DFT)可以得到
其中N為DFT長度。由式(6)可見I/Q支路不平衡在OFDM系統(tǒng)中引起子載波問干擾(ICI)。
2 I/Q支路的不平衡補償
則可去除I/Q支路不平衡對時域信號y(n)的影響，并同時保持信噪比不變。顯然，如式(7)所示在時域進行I/Q支路不平衡補償是十分直觀明了的。為此，需要估計出(g，φ)、(α，β)或者三組參數(shù)中一組即可利用式(7)在時域進行I/Q不平衡補償。下面根據(jù)信號的離散形式對估計算法進行推導(dǎo)。
對發(fā)射的時域未知數(shù)據(jù)u(n)作如下假設(shè)：
即u(n)的I/Q兩路信號均值為零、功率相等且相互正交。對于隨機化處理后的數(shù)據(jù)，采用MQAM映射時，上述假設(shè)是成立的。u(n)經(jīng)過IDFT、多徑信道和AWGN信道得到x(n)。用一個線性FIR系統(tǒng)模型表示多徑信道h(t)，由于線性系統(tǒng)不改變信號在I/Q支路的相對功率和正交性，所以x(n)也滿足式(8)所示的關(guān)系。
首先，考察接收基帶信號y(n)在Q路上的功率。根據(jù)式(5)得
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